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マイクロストリップ線路、スタブ

EEM-MOMは誘電体の解析ができませんので、マイクロストリップ線路の解析には適していませんが、 誘電体の効果を除けば、簡単に特性を予測するのに役立つ場合があります。

図1aはEEM-MOMでマイクロストリップ線路を解析するときの基本モデルです。 グランド板の上に線路を置き、一端に給電点、他端に線路の特性インピーダンスに等しい抵抗 を置きます。
周波数特性を計算し、ポスト処理で、給電点での反射係数をS11、抵抗での結合度をS21と考えます。

図1a マイクロストリップ線路の計算モデル
抵抗で吸収されるため、図1bの通り、S11は小さく、S21はほぼ1になることがわかります。
S11が周期的に大きくなるのは、抵抗でのわずかの不整合のため、線路全体が共振するためです。 (線路長=200mmなので750MHz周期)
また、高周波でS21が小さくなるのは、高次モードの影響と考えられます。

図1b マイクロストリップ線路のSパラメータ(1-5GHz)
図2aは、線路の途中にスタブを設けたモデルです。
図2bの通り、スタブ長(線路中心から25mm)が1/4波長となる周波数(3GHz)付近で等価的に短絡となり、 S11=1, S21=0となることがわかります。
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図2a スタブ

図2b Sパラメータ、周波数特性(1-5GHz)
図3は、図2のモデルの分割数を2倍にしたときの結果です。
結果に大きな差がないので、少ない要素数(計算時間は1/64)で特性を予測できることがわかります。

図3a スタブ(分割数2倍)

図3b Sパラメータ、周波数特性(1-5GHz)
図4は、スタブを1/4波長間隔で二つ置いたときの結果です。
図2に比べ帯域が広くなることがわかります。これはFDTD法でも同様の結果が確認されています。

図4a 二重スタブ

図4b Sパラメータ、周波数特性(1-5GHz)
図5は、スタブの長さを1/2波長とし、先端をビアでグランド板に短絡したモデルです。 (正確にはビアの長さを含めて1/2波長)
図2と同様の結果になりますが、スタブが長いため、帯域が狭くなることがわかります。

図5a ビア付スタブ

図5b Sパラメータ、周波数特性(1-5GHz)